1、宽禁带半导体Jun.,20232023年6 月PROGRESOFSSERESEARCHVol.43,No.3第43卷第3期与进展子学研究，固体电350W双频带非对称Doherty功率放大器设计与实现梅云泉陈志勇院陈新宇？祝祝超张振东”（南京电子器件研究所，南京，2 10 0 16）（南京国博电子股份有限公司，南京，2 1110 0）2023-02-13收稿，2 0 2 3-0 3-15收改稿摘要：基于南京电子器件研究所0.5mGaNHEMT工艺，设计了一款工作在1.8 GHz/2.3GHz的大功率双频带非对称Doherty功率放大器。采用改进型的双频匹配网络结合双阻抗匹配的方法进行输出匹配电路
2、设计，降低了传输线参数计算的复杂度，节省了电路的设计面积。实测结果表明，功放在两个频段内饱和输出功率分别为55.6dBm和55.4dBm，饱和漏极效率分别高于6 7%和6 6%。功率回退8 dB时，漏极效率分别为56%与53%。同时，在2.0 5GHz附近的输出功率与漏极效率远低于两个工作频段，使功率放大器实现了较好的带间隔离性，满足了移动通信系统双频段工作的需求。关键词：双频带;Doherty功率放大器；氮化镓；高效率中图分类号：TN722文献标识码：A文章编号：10 0 0-38 19(2 0 2 3)0 3-0 2 0 2-0 6Design and Implementation of
3、350 W Dual-band AsymmetricDoherty Power AmplifierMEI YunquanCHEN ZhiyongCHEN Xinyu?ZHU Chao2ZHANG Zhendong(Nanjing Electronic Device Institute,Nanjing,210016,CHN)(Guobo Electronics Co.,Ltd.,Nanjing,21l100,CHN)Abstract:Based on the O.5 m GaN HEMT technology of Nanjing Electronic Device Institute,a hi
4、gh-power dual-band asymmetric Doherty power amplifier operating at 1.8 GHz/2.3 GHz was de-signed.The improved dual-frequency matching network combined with the dual-impedance matchingmethod were used to design the output matching circuit,and it effectively reduced the complexity ofcalculation of tra
5、nsmission line parameters and saved the design area of the circuit.The measured re-sults show that the saturation output power of the amplifier in the two frequency bands is 55.6 dBmand 55.4 dBm,respectively,and the saturation drain efficiency is higher than 67%and 66%,respec-tively.When the power i
6、s retracted by 8 dB,the drain efficiency is 56%and 53%,respectively.Atthe same time,the output power and drain efficiency around 2.05 GHz are much lower than those atthe two working bands,so that the power amplifier can achieve better inter-band isolation,and meetthe needs of the dual-band operation
7、 of the mobile communication system.Key words:dual-band;Doherty power amplifier;GaN;high efficiency联系作者：E-mail:203梅云泉等：350 W双频带非对称Dohely功率放大器设计与实现3期引言现代无线通信系统通常采用复杂的调制方案，在有限带宽内完成高数据吞吐量，这些信号具有较高的峰均功率比(PAPR），因此，需要射频发射机中的功率放大器工作在在功率回退区域，来满足效率和线性度的要求。传统功放深人功率回退区工作时，效率会严重下降，Doherty功率放大器通过负载调制可以有效地提高功率回退处
8、的效率,因其结构简单而被广泛应用于射频功率放大器的电路设计中。另一方面，在移动通信系统发展的同一时期会出现多代移动通信网络并存的现象，这就要求无线通信技术需要同时满足多个通信标准，例如宽带码分多址（WCDMA）和正交频分复用通信系统(OFDM)等。因此，多频带Doherty功率放大器就成为近10 年内的研究热点之一13。目前，很多文献报道的双频带Doherty功放的功率等级较小4-5,而对于大功率的双频带Doherty功放的研究较少，这是因为在GaNHEMT器件中，通过增大栅宽的方法，可以提高GaNHEMT器件的功率，但是当多个器件并联时，较宽的栅宽会导致较低的输入阻抗和输出阻抗，使得最佳阻抗
9、区域接近史密斯圆图的边缘，这无疑增加了双频匹配电路设计的难度。为解决大功率双频Doherty功放电路复杂度较高、调试难度大的问题，本文针对移动通信基站应用，通过对传统T型传输线结构进行改进，结合双阻抗匹配的方法，简化了载波功放和峰值功放的输出匹配电路，并增加了电路调试的灵活性，设计并实现了一款工作在1.8 GHz和2.3GHz的大功率双频带Doherty功率放大器，并对实物进行了测试。1双频带Doherty功放分析1.1Doherty功放理论传统Doherty功放的组成结构如图1所示，主要包括两条射频链路，一条为主路载波功率放大器（Ca r r i e r PA），工作状态为AB类；另一条为辅
10、路峰值功率放大器（PeakPA），工作状态为C类。其他还有功率分配网络（Powerdivider）、阻抗逆置网络（Imp e d a n c e i n v e r t e r n e t w o r k，IIN）、后匹配网络(Post matching network,PMN)等。传统 Doherty功放是对称的，高回退效率保持范围是6 dB，随着通信信号峰均比的增大，传统Doherty功放已经不能满足移动通信系统对于回退效率的需求。所以，本文采用非对称的方式设计Doherty功放，增大功率回退的范围。CarrierPowerIINdivider入/4InOutRFOUTRFINOMmatc
11、hmatchZPMNOinetworkinetworkLoad1-Peak图1传统Doherty功放的结构Fig.1Structure of traditional Doherty PA根据非对称Doherty功放理论，Z为两条射频链路合路点的负载阻抗，由文献6-7 可以得出主路载波放大器的负载阻抗（ZM）与辅路峰值放大器的负载阻抗（ZA)在回退（PBO)和饱和(PSAT)状态时分别为：Z.PBOZM一(1)(1+)ZPSAT8PBOZA=1(2)1+ZPSATc本文非对称Doherty功放的载波功放和峰值功放的饱和基波电流比=1.5，功率回退范围为：OBO=10lg(1+)8dB(3)1.2
12、双频阻抗匹配网络分析双频功率放大器设计的核心是双频阻抗匹配技术，实际的晶体管的阻抗大部分为复阻抗，在研究早期，人们常使用多节式传输线结构完成复阻抗到实阻抗的匹配过程，这种方法计算复杂，空间解向量维度较低，所以对于复阻抗的大小存在限制：例如，当频率fi下的负载阻抗（ZLi=RLI十jXLi)为定值时，频率f的负载阻抗的实部RL2和电导GL2必须满足RL2RLi和GL2GLi的阻抗条件8。为了扩展阻抗区域、简化计算过程，文献9 提出了T型传输线结构，如图2 所示，传统T型结构基于传输线原理，再求解相应方程，确定对应设计参数，结合拓扑结构可以实现一定程度的求解简化，图2 中传输线a、b、c 的特性阻
13、抗和电长度分别为Z、Z、Z.和0、O、0。,其中传输线b为开路短截线或短路短截线，它只引人虚部，用于抵消中心节点处的虚部值，Y、Y和Y.分别为从中心节点看向各20443卷http:/GTDZ固体电子学研究与进展侧的输人导纳，Y。可以表示为：+jtan(o,)/Z,bopenY=（4一jcot(o,)/Z,shortedYZfZZ./0Z./0.IZufopen10or1shorted图2非传统T型传输线结构Fig.2Non-traditional T-line transmission structure在实际设计过程，为匹配较小的复阻抗，相应的传输线b尺寸会很大，往往难以实现。因此本文对T型
14、传输线结构进行改进，使用分立式陶瓷电容（村田GQM21系列电容，尺寸为2.0 0 mm1.25mm）对传输线b进行替代。采用分立式陶瓷电容减小了传输线参数计算的复杂度，还可以灵活运用于后期的电路调试。替代短截线的电容容值为：tan(0,)open20ZbCb=(5)cot(O,)shorted2wZ,其中，W2元f,与不同频率（)下的0.同步。2双频带Doherty功率放大器的仿真与设计2.1GaNHEMT功率管负载牵引测试选用的0.5mGaNHEMT管芯击穿电压大于150V，在48 V的工作电压下，饱和输出功率密度达到8.5W/mm，考虑到信号在PCB板材上传输所产生的损耗，因此需要预留充足
15、的功率余量。载波功放管的管芯栅宽为2 7 mm，峰值功放管的管芯栅宽为36 mm。为了能够准确得到功率管整体的最佳输出阻抗数据，避免大功率并联管芯中的多种寄生参数及经过电路封装后的封装参数影响，对功率管封装后进行负载牵引(loadpull)测试。在1.8 GHz和2.3GHz频率下，主路载波放大器在功放回退和饱和时的最佳输出阻抗ZLM.back、ZLM.s a r 和输人阻抗ZsM，辅路峰值放大器在功放饱和时最佳输出阻抗ZL.A.s和输人阻抗Zs如表1所示表11.8 GHz/2.3GHz最佳阻抗(Q2)Tab.11.8 GHz/2.3 GHz optimum impedance(2)1.8 G
16、Hz2.3 GHzZLM.sf2.0j1.52.2j3.5Z.M.back2.0+j1.52.6-j0.6ZL.A.SE2.4j3.02.3j4.0ZsM3.8+j9.03.2+j0.3ZSA4.5+j9.42.4+j1.3由表1可见，在两个频率下，主辅功放的最佳输出阻抗很小，偏离史密斯圆图的中心，接近圆图左侧边缘，如果采用50 Q作为饱和负载阻抗进行匹配，阻抗变换比过大，故将合路负载阻抗Z.设置为14Q，便于进行双频匹配。在Z=14Q的情况下，由公式（1)可得，主路载波放大器饱和状态时ZM.sat=35Q，回退状态时ZM.back=14Q2；由式（2）可得，辅路峰值放大器饱和状态时ZA.sal=23.32回退状态时ZA.back=80。2.2载波功放的设计传统Doherty功放设计中，载波功放的输出匹配一般只匹配饱和时的最佳阻抗来满足饱和输出功率需求，而回退时则通过额外的微带补偿线将阻抗牵引至回退效率较高的区域，来满足效率需求。在双频的情况下，补偿线与阻抗逆置线会严重限制带宽，解决方法之一就是重新设计双频阻抗逆置线和补偿线，但是这样做会增加电路的复杂度，占用更多的面积。载波功放的输出
